Экономичная генерация вспомогательных напряжений

Материал из eeWiki - открытая энциклопедия по электронике
Перейти к: навигация, поиск


Введение

Когда импульсный источник генерирует основное выходное напряжение, возможно получение дополнительных регулируемых выходов на основе различных схем с индукционно связанными катушками или схем с подкачкой заряда. Часто требование минимально возможной стоимости является основной проблемой, с которой сталкиваются инженеры при разработке силовых преобразователей. В случаях, когда требуется несколько выходных напряжений, самым простым решением кажется установка импульсного стабилизатора для каждого выхода. Такой вариант обеспечивает прекрасную стабилизацию напряжения, но ничего не добавляет к достижению одной из основных задач – реализации конструкции по минимальной цене. Получению дополнительных шин выходного напряжения при минимальной стоимости может помочь то обстоятельство, что

в традиционных импульсных преобразователях легко реализуются схемы с взаимосвязанными индуктивностями и схемы с подкачкой заряда. Используя подходящую конфигурацию схемы, становится возможным получить одновременно хорошую стабилизацию напряжения и высокую эффективность.

Индукционно-связанные обмотки

На рисунке 1 показаны три различных способа генерирования вспомогательного напряжения на основе индукционно-связанных катушек. Во всех трёх конфигурациях ток во внешней обмотке течёт только во время включения синхронного полевого транзистора. В течение этой фазы рабочего цикла выходное напряжение VOUT1 плюс падение напряжения между стоком и истоком (VGS) синхронного транзистора прикладываются к первичной обмотке индуктора.

Падение напряжения на полевом транзисторе в общем случае весьма мало, обычно менее 0,1 В — по сравнению с 0,5 В, если используется диодный выпрямитель. Вспомогательное выходное напряжение для обмоток с коэффициентом трансформации 1:1 равняется напряжению на первичной обмотке минус прямое падение напряжения на диоде второго контура, т. е. VOUT2 = VOUT1 + VFET – VD.

Реальное значение полученного напряжения VOUT2 зависит от токовых нагрузок в обоих выходных контурах, поскольку напряжения VFET и VD зависят от тока. Кроме того, необходима хорошая связь между обмотками, чтобы уменьшить эффекты индуктивности рассеяния на повышенных частотах. Низкие частоты переключения и слабая нагрузка обеспечивают наилучшие условия для стабилизации напряжения VOUT2.

Рис. 1. Индуктивно-связанные катушки обеспечивают гибкость проектирования, позволяя генерировать вспомогательное напряжение (VOUT2) а) с изолированным б) или неизолированным, в) заземлением либо как отрицательное напряжение.

Как показано на рисунке 1, внешняя катушка может быть соединена с заземлением в любой точке. В схеме A источник VOUT2 может быть соединён с отдельной изолированной «землей» (как показано) или с заземлением VOUT1, если изоляция не требуется. В схеме 1б «земля» VOUT2 связана сVOUT1, что почти удваивает значение VOUT2 по сравнению с VOUT1. В схеме 1в катод диода заземлён, что превращает VOUT2 в отрицательное выходное напряжение.

Рис. 2. Изолированное выходное напряжение получается путём использования индуктивно-связанных катушек в сочетании с линейным стабилизатором.

На рисунке 2 показан пример схемы с изолированным многообмоточным индуктором, в которой используется линейный стабилизатор (U2) для генерации слаботочного хорошо стабилизированного выходного напряжения с низким уровнем шума. Стандартные покупные индукционно-связанные катушки имеют бифилярные обмотки и коэффициент трансформации 1:1.


Экономичные катушки могут быть также быстро и легко спроектированы на заказ, что обеспечивает большие возможности для получения нестандартных коэффициентов трансформации и разных значений выходных напряжений.

Рис. 3. Многообмоточный индуктор обеспечивает положительные и отрицательные вспомогательные выходы.

Индуктор с несколькими обмотками

На рисунке 3 показан пример индуктора с несколькими обмотками, который обеспечивает согласованные положительные и отрицательные вспомогательные выходные напряжения (VOUT2 иVOUT3). Различные конфигурации выходных напряжений могут быть реализованы с помощью заземлений, показанных на рисунке 1. Если диодное выпрямление во вторичном контуре индуктора реализуется довольно легко, то прямое падение напряжения на диоде может привести к большим колебаниям величины выходного напряжения в зависимости от тока нагрузки и температуры.

Рис. 4. Синхронный режим работы обмоток при использовании n-канальных полевых транзисторов повышает эффективность VOUT2.

Синхронное выпрямление

Рисунок 4 демонстрирует схему, использующую синхронное выпрямление во вторичном контуре для уменьшения колебаний напряжения и снижения потерь транзистора. Если используются низкоомные транзисторы, то падение напряжения на них минимально, и стабилизация напряжения VOUT2 улучшается. При определённых нагрузках падения напряжений на транзисторах Q1 и Q2 компенсируют друг друга, в результате чего выходное напряжение VOUT2 становится равным VOUT1, умноженным на коэффициент трансформации между обмотками. Рассмотренный подход позволяет обеспечить высокую стабильность результатов наряду с высокой эффективностью. Недостатком является необходимость в доступе к затвору, чтобы обеспечить возбуждение синхронного транзистора индукционно-связанных обмоток. Это не даёт возможности использовать синхронные понижающие стабилизаторы, которые имеют верхний и нижний интегрированные транзисторы. Схема, показанная на рисунке 5, обходит это ограничение путём использования p-канального транзистора.

Рис. 5. Синхронный режим работы индукционно-связанных обмоток при использовании p-канального транзистора снимает требование по напряжению на затворе полевого транзистора, связанного с вспомогательным потенциальным выходом (VOUT2).

Схема на рисунке 5 работает аналогично схеме на рисунке 4, за исключением того, что управление затвором транзистора с p-каналом сдвинуто по фазе по отношению к нижнему транзистору узлом коммутации. При использовании в такой конфигурации p-канального транзистора необходимо следить за тем, чтобы имеющееся напряжение затвор-исток было достаточным для полного насыщения в установившемся режиме. Максимальное отпирающее напряжение VGS на рисунке 5 равно VOUT2, поскольку транзистор включается, когда узел коммутации (switch node) заземляется. Это накладывает ограничение на максимальную величину VOUT2, т. к. многие p-канальные полевые транзисторы имеют максимальные значения VGS только 8 или 12 В. Максимальное обратное VGS, равное входному напряжению (VIN), прикладывается, когда узел коммутации переключается на входное напряжение, а выходное напряжение равно нулю, что происходит при запуске.

Разные схемы

Рис. 6. Индукционно-связанные обмотки могут производить отрицательное выходное напряжение, используя для выпрямления синхронный n-канальный полевой транзистор.

Рисунок 6 показывает синхронный вариант приведённой ранее на рисунке 1в схемы, которая использует n-канальный полевой транзистор для дополнительного потенциального выхода. Напряжение затвора для Q3 является производным от напряжения затвора на нижнем транзисторе Q2, что позволяет обоим транзисторам включаться синфазно. Конденсатор C1 связывает этот сигнал переключения по переменному току, но блокирует его средний постоянный (dc) уровень. Диод D1 проводит только при отрицательном значении управляющего напряжения Q2, фиксируя напряжение затвора Q3 на 0,7 В ниже источника и выключая его. При положительном значении управляющего напряжения на Q2 напряжение VGS для Q3 равно напряжению на затворе Q2 минус падение на диоде, что приводит к его включению. Может оказаться необходимым использование пороговых значений 2,5 VGS в случае, если напряжение на затворе составляет от 4,5 до 5 В. Без D1 положительное VGS будет флуктуировать во время рабочего цикла, что может привести к ситуации, когда на транзистор Q3 не будет подано напряжение, достаточное для его включения.

Рис. 7. Когда повышающий преобразователь используется для генерации основного выходного напряжения (VOUT1), добавление узла подкачки заряда может создать дополнительное выходное напряжение отрицательной величины (VOUT2).

Схема на рисунке 7 представляет собой повышающий преобразователь с подкачкой заряда, который генерирует отрицательное дополнительное выходное напряжение. Схема с подкачкой заряда составлена из C2, C4, D3 и D4. Когда транзистор в повышающем преобразователе выключается, запасённая в индукторе энергия передаётся на выходной конденсатор и нагрузку через диоды D1 и D2. В то же время D4 является проводящим, и C2 заряжается до выходного напряжения плюс падение на диоде. Когда транзистор снова включается, напряжение на C2 устанавливает выход системы подкачки заряда в отрицательное значение через D3. Два диода повышающего преобразователя (D1 и D2) необходимы для того, чтобы скомпенсировать прямые падения напряжений на двух диодах подкачки заряда (D3 и D4). Прекрасная стабилизация напряжения достигается для легких нагрузок при (отрицательном) выходном напряжении схемы с подкачкой заряда.

Рис. 8. Схема с подкачкой заряда может генерировать дополнительное выходное напряжение (VOUT2), равное основному выходному напряжению (VOUT1) плюс входное напряжение минус падениена двух диодах.

Схема на рисунке 8 реализует подкачку заряда, благодаря которой выходное напряжение VOUT2 повышается до уровня входного напряжения плюс выходное напряжение VOUT1.

Когда внутренний синхронный транзистор контроллера TPS62007 переключается на землю, он заряжает C3 до выходного напряжения VOUT1 минус падение на одном диоде. Затем включается внутренний управляющий транзистор, связывая 9-й контакт U1 с VIN. В результате этой операции заряд, накопленный на C3, переходит на выходной конденсатор C5. Как и в большинстве систем с подкачкой заряда, выходное напряжение в схеме на рис.8 уменьшено на величину падения напряжения на двух диодах. Данная схема полезна в приложениях, где входное напряжение хорошо стабилизировано или где вспомогательный потенциальный выход может питать вход линейного регулятора напряжения, выдающего более низкое напряжение на выходе.

Ссылки

Бюллетень "Компоненты TI"